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1 引言
电容传感器广泛的应用于多种检测系统中, 用以测量诸如液位、压力、位移、加速度等物理量。在某些场合, 例如电容层析成像系统中, 传感电容的变化量小至fF级, 这就对电容测量电路提出了更高的要求。在现阶段测量飞法级的电容主要有以下几方面的困难:
①杂散电容往往要比被测电容高的多, 被测量常被淹没在干扰信号中;
②测量电路一般要使用一定量的电子开关, 但电子开关的电荷注入效应对测量系统的影响难以消除;
③由于测量对象的快速多变性, 需要较高的数据采集速度, 但采集速度和降低噪声的矛盾难以解决, 滤波器存在成为提高数据采集速度的瓶颈等问题。
目前, 用于解决测量微弱电容的方法主要有电荷转移法和交流法。这两种电路的基本测量原理是通过激励信号连续对被测电容进行充放电, 形成与被测电容成比例的电流或电压信号, 从而测量出被测电容值。但是由于连续充放电测量信号中具有脉动噪声, 需要先进行滤波除去其中的脉动成分, 但滤波器的引入却成为提高数据采集速度的一个瓶颈。
另外, 电荷转移法是利用电子开关网络控制电路的充放电, 电了开关的电荷注入效应对测量结果的影响还难以完全消除; 交流法需要考虑相位补偿, 电路结构相对复杂, 成本也较高。
本文针对以上问题, 提出并设计了一种基于电荷放大原理的电容测量电路, 一方面该电路对被测电容只进行一次充放电, 即可完成对电容的测量, 由于测量结果是直流稳定信号, 不存在脉动成分, 故电路中无需滤波器, 因此大大提高了基于该电路的数据采集系统的数据采集速度。另一方面该电路较好的解决了电子开关的电荷注入效应的对测量精度的影响问题, 使电路达到了较高的分辨率; 对微弱电容数据采集提供了一种新的思路和方法。 2 新型电路测量原理
图1 示出了基于电荷放大原理提出的新型微弱电容测量电路的原理图。
图中, Cx 为被测电容, 它的左侧极板为激励电极, 右侧极板为检测电极。Cas和Cbs表示每个电极所有杂散电容的等效电容, Cas由激励源驱动, 它的存在对流过被测电容的电流无影响。电容Cbs在检测过程中始终处于虚地状态, Cbs的两端无电压差, 因而它也对电容测量无影响, 因而整个电路对杂散电容的存在不敏感, 即该电路具有较强的抗杂散电容的性能。
由于测量的是飞法级的微弱电容, 要求电路具有很高的分辨率。影响该电路分辨率的主要因素是电子开关的电荷注入效应。图2 示出了CMOS 开关电荷注入效应的原理图。栅极—漏极与栅极—源极间的寄生电容用虚线表示。电荷注入效应的影响主要是在电子开关关断时, 有不期望的电荷注入电路所引起, 这种影响引入的误差远大于要测量的飞法级电容值; 另一方面在电子开关关断后, 开关的输出电容Co也会引入误差。一般认为电荷注入效应的机制主要有两方面, 一方面是由于沟道电荷造成, 在关断时这些沟道电荷分别从漏极和源极流出, 流入测量电路。另一方面是由栅极与漏、源极间的寄生电容存储的电荷释放流入测量电路造成的。
图2 开关的电荷注入效应示意图
本文对各开关的控制时序进行了合理的设计,用以解决电子开关的电荷注入效应。各开关的控制信号的时序图如图3 所示。首先考虑当S3 断开时的情况, 由于电荷注入效应, 电荷将分别从源极与漏极两个节点流出。流向运放输出节点的部分电荷产生的影响很小, 仅引起输出波形瞬时微小失真。然而,流向运放反相端的部分电荷将引起运放输出的较大变化, 对测量结果产生不良的影响, 该电路利用差动式设计较好的解决了这部分影响问题。
图3 开关时序图
再考虑开关S1 与S2 的电荷注入效应, 使用如图3 示的时序图, 即如果S2 的关断时间晚于S3, S1晚于S2 的话, 则它们基本对输出不产生影响。假设S3 已经断开, 当S2 断开时, 它的电荷注入效应引起V1 很小的波形失真, 随之S1 关闭, 尽管有S2 的电荷注入, 但是V1 仍将被置成Vin。因此, 电容C 左极板上的电压不受S2 的电荷注入的影响, 由此施加在C上的电压也不受S2 的电荷注入的影响。S1 的电荷注入不产生影响, 原因很简单, 当它断开时本次数据采集已经结束。总之, 通过首先断开S3, 使电路只受S3 的电荷注入效应影响, 而不受其它开关的电荷注入效应的影响。而后面电路的差动设计会消除S3 的影响。
由此得到电路的工作原理如下: Vin为充放电的激励电压源。运放U1, 电容Cf 和开关S3 构成电荷放大器, 开关S4 和S5 及运放U2 和U3 构成两个采样保持器(S/H ) ,U4 为仪表放大器。电路的工作过程分为两步, 如图4 所示。
图4 不同时刻的波形图
第一步为测量开关S3 的电荷注入效应。在电路开始工作之前,Vin电压为高, 开关S3 闭合, 两个采样保持器都处于采样模式。由于S3 闭合,U1 输出为0 V。在t1 时刻S3 断开, 在理想情况下, V3 将仍然为0 V , 但由于S3 的电荷注入效应, 有电荷被注入电路。这将导致V3 被拉低至VL。在t2 时刻,U1 的输出稳定并且U3 的输出Vout1等于VL , S5 断开使采样保持器进入保持模式。假设S3 的电荷注入效应相当于输入电压引起, 同时假设S3 的输出电容对电路的影响为C0, 则Vout1可表示如下:
第二步测量由激励引起的输出的变化。开关S2 断开, 开关S1 关闭施加直流电压激励Vin , 右侧极板感应出电荷与S3 的电荷注入效应引入的电荷叠加, 导致U1 的输出上升, 在t4 时刻输出稳定Vout2等于V3,S4 断开使采样保持器进入保持模式, 则Vout2可表示为:
得到仪表放大器的输出为:
由此可见, 电荷注入效应不会对输出产生影响, 且输出电压与未知电容成线性关系。
式(3) 没有考虑运放U1 的输出失调电压和输入失调电流的影响, 是由于同一运放的参数基本稳定, 其对Vout1和Vout2的影响大体相同, 差动式结构可以基本消除这部分影响。采保中的开关S4 与S5 在断开时, 它们的电荷注入效应会使Vout1和Vout2的波形产生瞬时微小失真, 相对于Vout1和Vout2它们的值较小可以忽略。除S3 的输出电容外, 没有考虑其它开关的输出电容的影响是因为S1 此时关闭, 两端压差为0, 它的存在不影响施加在CX 上的激励电压,S2 则可归入杂散电容Cas, S4 与S5 与CX 则没有直接联系, 可以不予考虑。
式(3) 中C0未知, 可以利用产品手册给出的典型值; 或是准确测量出C0的值, 通过选用一批已知容值的高精度的CX 对电路进行测试, 从而得到C0的值。在某些情况下, 还可以通过巧妙的设计直接消除C0的影响, 如下文举例。 3 应用举例
该新型电路已成功应用于电容层析成像(Electrical Capacitance Tomography 简记为ECT ) 系统。图5 示出了12 电极电容层析成像传感器结构示意图, 主要由传感电极、径向电极、屏蔽罩和绝缘管道组成。
图5 12 电极ECT 传感器结构示意图
图6 示出了数据采集系统的简图。本系统在每个电极上设计了一套电容/电压(C/V ) 转换电路模块, 即基于电荷放大原理的电容测量电路, 共有12个C/V 转换电路模块, 它们置于屏蔽罩内部的径向电极上, 一方面减小了外部电场对测量电路的干扰;另一方面将电极与测量电路之间的引线缩短到最短, 使用普通导线代替同轴电缆, 减小了寄生电容。
图6 测量通道示意图
通道选择、数/模转换器(DAC) 输出、增益可编程放大器(PGA) 增益设置等均由单片机来完成。数据采集系统的工作过程为: 单片机首先发出通道控制信号, 控制模块1～模块12 分别完成相应通道的C/V转换任务, 获得与测量电容值一一对应的电压信号。同时数据/模转换器(DAC) 输出反映相应通道空管状态下电容值的电压信号。然后两者相减可获得反映当前测量电容值相对于空管电容值差值的电压信号。此信号经增益可编程放大器(PGA ) 放大后送入模/数据转换器。为提高采集速度, 本系统采用并行测量方式, 当电极1 作激励时, 电极2～12 同时完成C/V 转换; 电极2 作激励时, 电极3～12 同时完成C/V 转换, 依次类推, 共得到66 个电容值。最后, 由通讯模块将电容数据采集结果送至图像重建计算机, 由计算机重建出图像。
下面推导测量通道的输出, PGA、ADC 及DAC的参数分别如图6 所示,Dx表示未知电容相对空管的变化值, Dempty 表示对应空管时的电容输出值,VXout是来自测量模块的输出值, VcK2 表示ADC 的基准电压, VcK2/K1 表示DAC 的基准电压, DAC、ADC 的基准电压皆由Vc 分压产生, 从而可降低系统对Vc 稳压精度的要求。
在管中有介质时,Dempty为对应电极对空管时的输出值, 则未知电容的对应输出为:
由式(3)、(4) 可得未知电容值为:
Dempty可在管中为空时, 由式(4) 令Dempty为0 得到,同理当管中充满介质时由式(4) 可得Dfull。对测量电容值进行归一化, 可得:
由此可见, 电子开关S3 对电路的附加电容C0虽然未知, 但归一化过程中被消掉了, 其不会影响归一化后的电容值。而大多数电容层析成像图像重建算法使用的恰恰是归一化后的电容值。此外, 由公式(6) 也可以看到, 如果是使用归一化的电容值进行图像重建时不必求出真正的电容值, 可以直接使用电路的输出值与满管时的输出值进行比较, 即可得到归一化的电容值。 4 测试结果
配置如下: 选用高精度Cf, 其值选用5 pF, 其值不宜过大, 因其值越大电路的灵敏度越小。电子开关使用同一厂家同型号同批次的CMOS 开关, 以尽可能做到参数统一, 本文选用ADG212A。运放选用TL081。
由于难以找到飞法级的电容来测试系统, 借鉴国际上的做法设计了如下实验: 在一量筒的外壁对称地粘贴一对电极, 然后利用刻度吸管逐次往量筒内注入一定量柴油的方式来改变两电极间的介质, 以此获得该对电极间的微小电容变化。电容变化与柴油的增量的关系如图7 所示。图中直线是利用最小二乘法得到的测量值的最佳拟合直线。可以看出测量值非常接近这条直线, 它们二者的相关系数为0.9991。同时测得电路的灵敏度为4.8 mV/fF,
分辨率为0.5 fF。
图7 线性度试验结果
该电路与现有的基于电荷转移法或交流法的电容测量电路相比较具有以下优点:
①较好地解决了电子开关的电荷注入效应对测量分辨率的影响问题;
②由于该系统不需要滤波器, 因此可以大幅度提高数据采集速度;
③较高的分辨率;
④结构简单, 成本低廉等。 5 结论
基于电荷放大原理提出并设计了一种微弱电容测量电路。该电路具有较强的抗杂散电容的性能, 利用时序和差动式设计, 消除了电子开关的电荷注入效应等干扰因素对测量结果的影响。该电路具有较好的测量线性度, 灵敏度达到了4.8mV/fF, 分辨率达到了0.5 fF。这种新型电路可以用于电容层析成像的数据采集系统等要求高分辨率高速等场合。对电容传感器提供了一种新的思路和方法。
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