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摘要：介绍一种采用UC3844集成芯片实现的多路输出单端反激式IGBT驱动电源。根据设计要求给出了该电路的具体设计步骤及电路参数。实验结果表明，该电源的可靠性高，稳定性好，输出纹波小，能够适应电网电压10% 和负载20% 的波动。 近年来，随着电力电子技术的发展，各个应用领域对电源的体积、重量、效率等方面提出了越来越高的要求。单端反激式变换电路由于具有体积小、重量轻、效率高、线路简洁、可靠性高以及具有较强的自动均衡各路输出负载的能力等优点，非常适合用于设计大功率高频开关电源的辅助电源或功率开关的驱动电源。
开关电源的控制电路可以分为电压控制型和电流控制型，前者是一个单闭环电压控制系统，在其控制过程中，电源电路中的电感电流未参与控制，是独立变量，开关变换器为二阶系统，而二阶系统是一个有条件的稳定系统；后者是一个电压、电流双闭环控制系统，电感电流不再是一个独立变量，从而使开关变换器成为一个一阶无条件的稳定系统，因而很容易不受约束地得到大的开环增益和完善的小信号、大信号特性。为此，应用电流控制型芯片(峰值电流控制)UC3844设计了一种大功率高频开关电源功率开关(例如IGBT)驱动电源，其主要技术指标为：5路输出(各路均为20V/0.5A)；输出电压纹波<±0.5% ；工作频率为40kHz；输入交流电压范围(1±10%)220V。 1 主电路设计
1.1 主电路拓扑
图1是所设计电源的原理图，主电路采用单端反激式变换电路，220 V交流输入电压经桥式整流、电容滤波变为直流后，供给单端反激式变换电路，并通过电阻R1、C2为UC3844提供初始工作电压。为提高电源的开关频率，采用功率MOSFET作为功率开关管，在UC3844的控制下，将能量传递到输出侧。为抑制电压尖峰，在高频变压器原边设置了RCD缓冲电路。
1.2 变压器设计
变压器是开关电源的重要组成部分，它对电源的效率和工作可靠性，以及输出电气性能都起着非常重要的作用。在设计时要充分考虑转换功率容量、工作频率、主电路形式、输入和输出电压等级和变化范围、铁芯材料和形状、绕组绕制方式、散热条件、工作环境和成本等各方面的因素。而单端反激式变换电路中的变压器既有电抗器的功能又有变压器的工作特性，因而它的设计方法有它的特殊性。
如图1所示，当功率开关管受PWM脉冲激励而导通时，直流输入电压施加到高频变压器的原边绕组上，在变压器次级绕组上感应出的电压使整流二极管反向偏置而阻断， 此时电源能量以磁能形式存储在电感中；当开关管截止时，原边绕组两端电压极性反向，副边绕组上的电压极性颠倒，使输出端的整流二极管导通，储存在变压器中的能量释放给负载。
根据技术指标的要求，输入功率约为62.5W，则原边峰值电流为:
Ipk=2Po/(Vin(max)Dmax)=0.69A (1)
式中：Po为输出功率，50W；
Vin(max)为交流电压的最大值(取240V)经过整流后得到的直流电压的数值，取288V；
Dmax为最大占空比，取0.5。
变压器的初级电感量为:
Lp=Vin(max)×Dmax/(Ipk×f)=4.02 mH (2)
式中：Vin(max)为交流电压的最小值(取185V)经过整流后得到的直流电压的数值，取222V；
Dmax为最大占空比，取0.5；
f为工作频率，40 kHz。
利用AP法选择最小尺寸的磁芯
Ae×Ac=Lp×Lpk×106/(j×Ke×Kc×△Bmax ) = 15.7×103mm4 (3)
式中：Lp为前面计算的变压器初级电感量；
Ipk为原边峰值电流；
j为电流密度(A/mm2 )，这里取为3；
Ke为铁芯截面有效系数，选用铁氧体铁芯，Ke=0.98；
Kc为铁芯窗口的有效利用系数，取0.3；
△Bmax为磁通密度的最大变化量，取0.2
据此可选EI33型磁芯，其Ae=9.7×12.7=123.19mm2,Ac=7.3×19.2=140.16mm2(其Ae×Ac=17.3×103mm4)
导线截面积为
Sx=Iin(max)/j=0.28/3=0.09 mm2 (4)
可选择直径为0.41 mm的漆包线。初级匝数为:
Np= Vs×ton/(△Bac×Ae)=123 (5)
式中：Vs为原边所加的直流电压的平均值，取264V；
ton为最大占空比下的开通时间，为1.2×12.5×10-6s。
次级匝数为
Ns=Np×U2/U1=24.6，取25。
式中：U2/U1为变压器原副边的电压比，根据经验数值以及所选开关管的耐压值(500 V)，设定原副边的电压比为5：1)。
1.3 变压器原边缓冲电路设计
每当开关管由导通变为截止时，在变压器的一次绕组上就会产生尖峰电压和感应电压。其中的尖峰电压是由于高频变压器存在漏感而形成
的，它与直流高压 和感应电压 叠加后很容易损坏开关管。为此，加入RCD缓冲电路，对尖峰电压进行箝位或吸收。
缓冲电容要满足当开关管集电极电流达到0时，其集电极电压不能超过Vceo的70% ，即C=1/2×Iptf/0.7Vceo =8nF，取10nF/400V (6)
式中：Ip是原边电流(0.28A)；
tf是集电极电流下降时间(20us)；
Vceo是所用晶体管的Vceo额定值(500V)。
按在Tr最小导通时间里电容能充分放电来选择缓冲器放电电阻(R)。最小导通时间在最大输人电压Vsmax、最小负载电流Iomin时发生。为使C在ton时能完全充分放电，电阻不能过大。因此，按RC时间常数等于0.5 toff(min)(toff(min)取2.5us)来计算R值，即
R=0.5toff(min)/C×102=12.5 kΩ，取15 kΩ (7)
电阻上消耗的功率为：
P=1/5CVc2f=2.79W (8)
式中：Vc为整流后的直流电压264V；
f为工作频率40 kHz。
为保证此电源能长时间工作，电阻的额定功率应留有一定余量，故选用5w 的功率电阻。 2 控制电路设计
2.1 UC3844外围电路设计
UC3844内部主要由5.0V基准电压源、振荡器(用来精确地控制占空比调节)、降压器、电流测定比较器、PWM锁存器、高增益E/A误差放大器和适用于驱动功率MOSFET的大电流推挽输出电路等构成。
UC3844的典型外围电路如图2所示，图中脚7是其电源端，芯片工作的开启电压为16V，欠压锁定电压为10V，上限为34V，这里设定20V给
它供电，用稳压二极管稳压，同时并联电解电容滤波，其值为10uF。开始时由原边主电路向其供电，电路正常工作以后由副边供电。原边主电路向其供电时需加限流电阻，考虑发热及散热条件，其值取为62kΩ/5W，为了防止输出电压不稳定时较高的电压直接灌人稳压二极管，导致其过压烧坏，在输出端给UC3844供电的线路与稳压管相连接处串入一只二极管。
脚4接振荡电路，产生所需频率的锯齿波，工作频率为=1.8/CTRT，振荡电阻RT和电容CT的值分别为100kΩ、200pF。脚8是其内部基准电压(5V)，给光耦副边的三极管提供偏压。脚2及脚1为内部电压比较器的反相输入端和输出端，它们之间接一个15 kΩ的电阻构成比例调节器，这里采用比例调节而不用PI调节的目的是为了保证反馈回路的响应速度。脚6是输出端，经一个限流电阻(22Ω/0.25 w)限流后驱动功率MOSFET(IRF840)，为保护功率MOSFET，在脚6并联一支15V的稳压二极管。
2.2 电流反馈电路设计
UC3844采用的是峰值电流控制模式，脚3是电流比较器同相输入端，接电流取样信号输入，即电流内环，由R3，Rf以及脚3组成。如图2所示，从脚3引入的电流反馈信号与脚1的电压误差信号比较，产生一个PWM(脉宽调制)波，由于电流比较器输入端设置了1V的电流阈值，当电流过大而使电阻R3上的电压超过1 V(即脚3电平大于1V)时，将关断PWM脉冲，反之，则保持此脉冲。
由于电阻R3检测出的是峰值电流，因此它可以精确地限制最大输出电流，被检测的峰值电流为imax=1/R3。这里上端采样电阻Rf取为1kΩ)，下端电流检测电阻R3，取为0.55Ω。滤波电容取为470pF/1.2V的电解电容。
2.3 电压反馈电路设计
采用三端可控基准源TL431反馈误差电压，并将误差电压放大，驱动线性光耦PC817的原边发光二极管，而处在电源高压端的光耦副边三极管得到反馈电压，输入到UC3844的内部误差放大器(脚1和脚2)，进而调整开关管的开通、关断时间。
TL431的参考端(REF)和阳极(ANODE)间是稳定的2.5V基准电压，它将取样电阻上的电压稳在2.5V。当输出电压增大，经R10，R11分压后得到的取样电压(即R-A间的电压)大于2.5V时，流过TL431的电流增大，其阴极电压下降，光耦原边二极管发光，传递到副边三极管，进而使得开关管的导通时间减少，从而降低输出电压。
基于上述分析，TL431下端采样电阻为R=2.5V/1mA=2.5 kΩ 。实际的检测电流为I=2.5V/2.7kΩ=0.96mA。TL431分压网络上端的电阻值为
R=(20-2.5)/0.96×10-3=18.22 kΩ (取18 kΩ)
另外，为降低误差放大器的高频增益，TL431的R—C间接入一个22 nF的CBB电容。同时在LED原边二极管两侧并联一个1 kΩ的电阻，它的
作用是保证LED导通时电流从零开始增加。 3 实验分析
实验电路主要参数为：5路输出，总的输出功率50 w，每路20 V/0.5 A，开关频率40 kHz，变压器原副边变比5：1，变压器原边电感量3.76 mH，主开关管为IRF840。分别在轻载150Ω和满载100Ω情况下考核了此电路，下面分别就这两种情况给出说明。
图3为开关管的驱动波形，从图2中可以看出，上升沿和下降沿比较陡峭，驱动电平适中，符合要求，有良好的驱动能力；轻载时占空比非常小，满载时稍大，但均远小于50% ，保证了电路工作在完全能量转换方式。
图4为开关管的漏源电压波形，从图3中可以看出，电压尖峰很小，但有一定的过冲，保证了响应速度，说明缓冲电路的设计是合理的；电流断续，当变压器原边电压在理论上降为零时，实际情况是发生振荡，其原因是变压器释放完了所有能量，开关管的漏源电压从较高的值下降到等于输入电压的值的电平上，这一转变激发了谐振回路，它由杂散电容和原边电感构成，从而产生了一个衰减的振荡波形，并持续到开关管再次导通为止。另一方面，从图4中还可明显地看出，电路不论轻载还是满载均工作在完全能量转换方式，而且轻载时的断续时间较满载时的断续时间长，符合反激式变换器的工作原理。
图5为输出电压纹波波形，从图中可以看出，满载时输出电压的纹波除了少数的毛刺，其主要部分小于0.1V，与输出电压(20V)相比，不到其0.5% ，说明此电路的输出纹波很小，达到了设计指标的要求；而轻载时毛刺也很少，工作情况很理想。
 4 结语
实验结果表明，本文设计的单端反激式开关电源，具有体积小、重量轻、输出电压纹波小等优点，且稳定性好，轻载和满载均能可靠运行，电网电压浮动时，电源也能正常工作，因此，作为IGBT的驱动电源，达到了满意的效果。另外，实验过程中遇到了以下两个问题，希望
能为以后设计反激式电源的同行提供一些帮助：
1)3844的脚1和脚2接的电压反馈电路的逻辑及各个元器件的参数需要仔细推敲。
2)TL431的R-C间未接电容时，其上电压有很多尖峰毛刺，导致TL431不能正常工作，所以必须接这个电容。
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