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∑-△ADC工作原理与应用

时间:2012-11-14  来源:123485.com  作者:9stone

    越来越多的应用,例如过程控制、称重等,都需要高分辨率、高集成度和低价格的ADC、新型∑-△转换技术恰好可以满足这些要求。然而,很多设计者对于这种转换技术并不十分了解,因而更愿意选用传统的逐次比较ADC。∑-△转换器中的模拟部分非常简单(类似于一个1bit ADC),而数字部分要复杂得多,按照功能可划分为数字滤波和抽取单元。由于更接近于一个数字器件,∑-△ADC的制造成本非常低廉。

一、∑-△ADC工作原理
    要理解∑-△ADC的工作原理,首先应对以下概念有所了解:过采样、噪声成形、数字滤波和抽取。
    1.过采样
    首先,考虑一个传统ADC的频域传输特性。输入一个正弦信号,然后以频率fs采样-按照Nyquist定理,采样频率至少两倍于输入信号。从
FFT分析结果可以看到,一个单音和一系列频率分布于DC到fs/2间的随机噪声。这就是所谓的量化噪声,主要是由于有限的ADC分辨率而造成的。单音信号的幅度和所有频率噪声的RMS幅度之和的比值就是信号噪声比(SNR)。对于一个Nbit ADC,SNR可由公式:SNR=6.02N+1.76dB得到。为了改善SNR和更为精确地再现输入信号,对于传统ADC来讲,必须增加位数。
    如果将采样频率提高一个过采样系数k,即采样频率为Kfs,再来讨论同样的问题。FFT分析显示噪声基线降低了,SNR值未变,但噪声能量分散到一个更宽的频率范围。∑-△转换器正是利用了这一原理,具体方法是紧接着1bit ADC之后进行数字滤波。大部分噪声被数字滤波器滤掉,这样,RMS噪声就降低了,从而一个低分辨率ADC, ∑-△转换器也可获得宽动态范围。
    那么,简单的过采样和滤波是如何改善SNR的呢?一个1bit ADC的SNR为7.78dB(6.02+1.76),每4倍过采样将使SNR增加6dB,SNR每增加6dB等效于分辨率增加1bit。这样,采用1bit ADC进行64倍过采样就能获得4bit分辨率;而要获得16bit分辨率就必须进行415倍过采样,这是不切实际的。∑-△转换器采用噪声成形技术消除了这种局限,每4倍过采样系数可增加高于6dB的信噪比。
  2.噪声成形
  通过图1所示的一阶∑-△调制器的工作原理,可以理解噪声成形的工作机制。 
 
图1  ∑-△调制器
    ∑-△调制器包含1个差分放大器、1个积分器、1个比较器以及1个由1bit DAC(1个简单的开关,可以将差分放人器的反相输入接到正或负参考电压)构成的反馈环。反馈DAC的作用是使积分器的平均输出电压接近于比较器的参考电平。调制器输出中“1”的密度将正比于输入信号,如果输入电压上升,比较器必须产生更多数量的“1”,反之亦然。积分器用来对误差电压求和,对于输入信号表现为一个低通滤波器,而对于量化噪声则表现为高通滤波。这样,大部分量化噪声就被推向更高的频段。和前面的简单过采样相比,总的噪声功率没有改变,但噪声的分布发生了变化.
    现在,如果对噪声成型后的∑-△调制器输出进行数字滤波,将有可能移走比简单过采样中更多的噪声。这种调制器(一阶)在每两倍的过采样率下可提供9dB的SNR改善。
    在∑-△调制器中采用更多的积分与求和环节,可以提供更高阶数的量化噪声成形。例如,一个二阶∑-△调制器在每两倍的过采样率可改善SNR 15dB。图2显示了∑-△调制器的阶数、过采样率和能够获得的SNR三者之问的关系。
 
图2 SNR与过采样率的关系
  3.数字滤波和抽取
  ∑-△调制器以采样速率输出1bit数据流,频率可高达MHz量级。数字滤波和抽取的目的是从该数据流中提取出有用的信息,并将数据速率降低到可用的水平。
  ∑-△ADC 中的数字滤波器对1bit数据流求平均,移去带外量化噪声并改善ADC的分辨率。数字滤波器决定了信号带宽、建立时间和阻带抑制。
    ∑-△转换器中广泛采用的滤波器拓扑是SINC3,一种具有低通特性的滤波器。这种滤波器的一个主要优点是具有陷波特性,可以将陷波点设在和电力线相同的频率,抑制其干扰。陷波点直接相关于输出数据速率(转换时间的倒数)。SINC3滤波器的建立时间三倍于转换时问。例如,陷波点设在50Hz时(60Hz数据速率),建立时间为3/60Hz=50ms。有些应用要求更快的建立时间,而对分辨率的要求较低。对于这些应用,新型ADC诸如MAX1400系列允许用户选择滤波器类型SINC1或SINC3。SINC1滤波器的建立时间只有一个数据周期,对于前面的举例则为1/60Hz=16.7ms。由于带宽被输出数字滤波器降低,输出数据速率降低于原始采样速率,但仍满足Nyquist定律。这可通过保留某些采样而丢弃其余采样来实现,这个过程就是所谓的按M因子“抽取”。M因子为抽取比例,可以是任何整数值。在选择抽取因子时应该使输出数据
速率高于两倍的信号带宽。这样,如果以fs的频率对输入信号采样,滤波后的输出数据速率可降低至fs/M,而不会丢失任何信息。

二、  MAXIM的新型∑-△ADC
    新型高集成度∑-△ADC正在得到越来越广泛的应用,这种ADC只需极少外接元件就可直接处理微弱信号。MAX1402便是这种新一代ADC的一个范例,大多数信号处理功能已被集成于芯片内部,可视为一个片上系统,如图3所示。该器件在480sps工作速率下可捉供16bit精度,4800sps时精度达12bit,工作模式下仅消耗250uA的电流,掉电模式仅消耗2uA。信号通道包含一个灵活的输入多路复用器,可被设置为3路全差分信号或5路伪差分信号、2个斩波放大器,1个可编程PGA(增益从1~128)、1个用于消除系统偏移的粗调DAC和1个二阶∑-△调制器。调制器产生的1bit数据流被送往一个集成的数字滤波器进行精处理(配置为SINC1或SINC3)。转换结果可通过SPITM/QSPITM兼容的三线串行接口读取。另外,该芯片还包含有2个全差分输入通道,用于系统校准(失调和增益);2个匹配的200 uA电流源,用于传感器激励(例如可用于3线/4线RTD);2个“泵出”电流,用于检测选定传感器的完整性。通过串行接口访问器件内部的8个片内寄存器,可对器件的工作模式进
行编程。输入通道可以在外部命令的控制下进行采样或者连续采样,通过SCAN控制位设定,转换结果中附加有3bit“通道标识”位,用来确定输入通道。
 
图3 MAX1401原理框图
    两个附加的校准通道CALOFF和CALGAIN可用来校准测量系统。此时可将CALOFF输入连接到地,将CALGAIN输入连接到参考电压。对上述通道的测量结果求取平均后可用来对测量结果进行校准。

三、  ∑-△ADC的应用
  1 热电偶测量及冷端补偿
  如图4所示,在本应用中,MAX1402工作在缓冲方式,以便允许在前端采用比较大的去耦电容(用来消除热电偶引线拾取的噪声)。为适应输入缓冲器的共模范围,采用参考电压对AIN2输入加以偏置。在使用热电偶测温时,要获得精确的测量结果,必须进行冷端补偿。
 
图4热电偶测量及冷端补偿
    热电偶输出电压可表示为
  V=a(t1-tref)
   其中a是与热电偶材料有关的Seebeck常数,t1是待测温度,tref 是接线盒处的温度。为了对tref 造成的误差进行补偿,可以在热电偶输出端采用二极管补偿;也可以测出接线盒处的温度,然后用软件进行补偿。在本例中,差分输入通道AIN3、AIN4被用来测量P-N结的温度(用内部200uA电流源加以偏置)。

  2 3线和4线RTD测量
  铂电阻温度传感器(RTD)被许多需要测量温度的应用所优选,因为它们具有优异的精度和互换性。一个在0℃时具有100 Ω电阻的RTD,到+266℃时电阻会达到200 Ω,灵敏度非常低,约为△R/△t=100 Ω/266℃。200 uA的激励电流在0℃时可产生20mV输出,+266~C时输出40mV。MAX1402可直接处理这种低电平的信号。
    根据不同应用,引线电阻对于测量精度会产生不同程度的影响。一般来讲,如果RTD靠近转换器,采用最简单的两线结构即可;而当RTD比较远时,引线电阻会叠加入RTD阻抗,并给测量结果引入显著误差。这种情况通常采用3线或4线RTD配置,如图5所示。
 
图5 3线和4线RTD测量
  MAX1402内部两个匹配的200 uA电流源可用来补偿3线或4线RTD配置中引线电阻造成的误差。在3线配置中,两个匹配的200 uA电流源分别流过RL1和RL2这样,AIN1和AIN2端的差分电压将不受引线电阻的影响。这种补偿方法成立的前提是两条引线材质相同,并具有相同的长度,还要求两个电流源的温度系数精确匹配(MAX1402为5×10-6/℃)。4线配置中引线电阻将不会引入任何误差,因为在连接到AIN1和AIN2的
测量引线中基本上没有电流流过。在此配置中,电流源OUT1被用来激励RTD传感器,电流源OUT2被用来产生参考电压。在这种比例型配置中,RTD的温漂误差(由RTD激励电流的温漂引起)被参考电压的漂移补偿。

  3 智能4~20mA变送器
  老式的4~20mA变送器采用一个现场安装的敏感元件感测一些物理信息,例如压力或温度等,然后产生一个正比于待测物理量的电流,电流的变化范围标准化为4~20mA。电流环具有很多优点:测量信号对于噪声不敏感;可以方便地进行远端供电。第二代4~20mA变送器在远端进行一些信号处理,通常采用微控制器和数据转换器,如图6所示。
 
图6智能4~20 mA变送器
      这种变送器首先将信号数字化,然后采用微控制器内置的算法进行处理,对增益和零点进行标准化,对传感器进行线性化,最后再将信号转换到模拟域,作为一个标准电流通过环路传送。第三代4~20mA变送器被称为“灵巧且智能”,实际上是在前述功能的基础上增加了数字通信(和传统的4—20mA信号共用同一条双绞线)。利用通信信道可以传送一些控制和诊断信号。MAX1402这样的低功耗器件对于此类应用非常适合,250 uA的功耗可以为变送器中的其余电路节省出可观的功率。智能变送器所采用的通信标准是Hart协议。这是一种基于Bell 202电信标准的通信协议,工作于频移键控方式(FSK)。数字信号由两种频率组成:1200Hz和2200Hz,分别对应于数码1和0。两种频率的正弦波
叠加在直流模拟信号上,通过同一条电缆同时传送。因为FSK信号的平均值总是零,因此4—20mA模拟信号不会受到影响。在不干扰模拟信号的前提下,数字通信信号具有每秒更新2—3个数据的响应速度。通信所需的最小环路阻抗是23 Ω。

小结
    在高集成度调理系统出现之前,过程控制通常采用多个独立的芯片实现信号调理和处理。∑-△技术降低了这部分电路的成本、空间需求和功率需求(事实上多数应用只需要+3V/+5V单电源)。这种特性尤其适合于电池供电的便携系统。元件数量的降低同时还改善了系统的可靠性。


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